引 言

在当前侦察系统中,被动侦察对来波的频率和极化方向都未知,因此采用超宽带的双圆极化天线能最大程度地接收来自不同极化的电磁波信号．信号侦收后为了实现对目标的准确跟踪,则需要采用双圆极化和差波束体制．在文献[1-4]中有由4个及6个辐射单元组成的天线阵列,这种阵列带宽较窄,不能达到12倍频程,且由于单元数少,其和差性能受制约．

为提高带宽以及和差性能,在现有文献中4个或6个辐射单元组阵的基础上,创新性地采用8路折合振子单极对数周期天线为单元组成阵列的结构．以最大辐射方向为轴组成圆形阵,与普通单极对数周期相比,这种单元的振子间不需要延迟线连接,消除了馈电线对方向图的影响[1]．

本文设计的馈源由8路超宽带天线单元组成,8元天线阵经过双圆极化和差模分离微波网络能够在1～12 GHz的频带宽度内实现双圆极化和差波束．通过这种设计能够减少馈源数量,从而减小体积,改善和差性能,在宽带侦察系统中有广泛的应用前景．本文针对馈源部分超宽带设计进行仿真分析, 其实现网络在多篇文献中均有介绍[2-4]．

1 天线单元设计

对数周期天线由N根折合振子周期性地平行排列在集合线上构成,是经典的非频变天线形式之一,可以在很宽的频带内获得几乎不变的阻抗、方向图和增益,具有十分优良的宽频带特性．图1为单级折合振子对数周期天线,这种天线可以用印制板加工,精度较高,能减小馈电影响,且易于加工．天线各振子的尺寸和位置与振子的序号有关,按照结构比例因子τ和间距因子σ设计排列[5],满足:

从图1可以看到，所得镀层均匀、光亮，测得其显微硬度为(93.6 ± 3.3) HV，平均光泽为421 ± 66。

(1)

σ=(1-τ)cot(α/4).

(2)

由图8可知,与理想幅度相位情况相比,考虑幅度相位影响后的和方向图有所变化,但在一定幅度相位差范围内性能变化不大．

图1 单极折合振子对数周期天线 Fig.1 Monopole logic periodic antennas

针对单极天线单元进行了优化仿真,其仿真驻波比(standing wave ratio, SWR)如图3所示,从图中可以看出,全频段内驻波比均小于2．单独折合振子的驻波曲线变化趋势和单极对数周期是基本相同的,图中驻波曲线的波纹主要是馈电部分即微带馈线及阵列互耦的影响．

由图9可知考虑幅度相位差影响后,各频点差方向图的零深都会变差,且方向图有偏移,但在所设定的幅度相位差范围内仍可以实现单波束跟踪功能．

图2 馈电模型 Fig.2 Feed model

经综合优化选择,本文设计的天线单元取τ=0.8,σ=0.08．为保证低频端性能,最长振子长度取低于要求最低频率1 GHz(本处取0.8 GHz)的1/4波长,第一根折合振子宽度取最长振子长度的0.048倍．为确保相邻振子的馈电相位,要选择合适的振子间距,取最长振子与次长振子之间的间距为最长振子长度的0.04倍,其余间距依次取上一级间距的τ倍．

图3 驻波比仿真图 Fig.3 Standing-wave ratio simulation

2 馈电原理

关于马克思与黑格尔的关系，正统马克思主义者历来有三种看法:一是认为，黑格尔哲学只是马克思主义哲学的一个来源，黑格尔辩证法与费尔巴哈的唯物主义以及空想社会主义共同构成了马克思主义的来源;二是认为，马克思对黑格尔哲学是批判地继承，而批判是主要方面;三是认为，马克思主义吸收了黑格尔辩证法思想的合理内核，而消除了其哲学的唯心主义，是一种积极的扬弃。马尔库塞认为，这三种观点均没有看到马克思哲学对黑格尔哲学的真正延续性，因此，需要重新阐释马克思与黑格尔的关系，以此对马克思的历史辩证法有正确的理解。

图4 不同单元数馈电示意图 Fig.4 Schematic diagram of feed ports

天线阵列是八面均布的圆形分布,图4标出了各馈电点的相位,对面放置的单元反向馈电,这样一对同极化单元形成和波束．天线工作在1～12 GHz,在这么宽的频带内,要使天线都能满足性能指标要求,阵列单元之间间距不同,通过优化仿真确定相对的天线单元间的夹角,实际夹角确定为12°．考虑实际加工及满足电性能的需要,选择了合适的顶部相对馈电点间的间距,本处取的间距为5 mm．分别按照第2节中的馈电端口相位值对其馈电可以得到馈源在各频点的和差方向图．仿真模型图如图5所示．

表1 各端口相位值 Tab.1 Feed ports phase

和差A1/(°)A2/(°)A3/(°)A4/(°)A5/(°)A6/(°)A7/(°)A8/(°)∑R04590135180225270315∑L0-45-90-135-180-225-270-315ΔR090180270090180270ΔR0-90-180-2700-90-180-270

3 八单元阵列仿真结果

为了提高天线轴比,单元越多越好,而单元越多,馈电网络越复杂．与6个单元相比,8元阵列形成网络的对称性更好[6],在网络的复杂性和天线轴比之间折衷考虑,采用8元阵列．仿真时,产生左/右旋和差波束的各端口相位值如表1所示．

选取高中低3个不同频点给出了和、差方向图,如图6～7所示．从图6可以看出,在不同频点有较好的和方向图．从图7可以看出,各频点差方向图有较好的零深值,能够实现单脉冲跟踪．

图5 8元阵仿真模型图 Fig.5 8-element matrix simulation model

(a) f=1 GHz

(b) f=7 GHz

(c) f=12 GHz 图6 理想情况下不同频点处的和方向图 Fig.6 The sum pattern at different frequency points in the ideal case

(a) f=1 GHz

(b) f=7 GHz

(c) f=12 GHz 图7 理想情况下不同频点处的差方向图 Fig.7 The difference pattern at different frequency points in the ideal case

4 幅度及相位误差影响分析

考虑到圆极化和差波束形成网络中不同器件都会引入一定的幅度和相位误差[8-10],需要将这些因素考虑进去进行仿真计算分析,判断影响程度大小并确定能容忍的幅度和相位差．根据实际情况,将8个端口的相位相对理论值的偏移度数分别设为:-60°,80°,120°,90°,250°,-100°,40°,-200°;将各端口的馈电幅度设为:1,0.6,0.8,0.9,1,1.2,0.9,1.1．控制幅度和相位是馈源性能的关键,之所以计算时将幅度及相位偏移值计为上述数值,是将器件的影响都考虑进去并留有冗余,而实际影响偏移值是没有这么大的,因此计算具有实际指导意义．同样选取高中低3个不同频点给出了和、差方向图,如图8～9所示．

(a) f=1 GHz

(b) f=7 GHz

(c) f=12 GHz 图8 考虑幅度相位误差后不同频点处的和方向图 Fig.8 The sum pattern of different frequency points considering amplitude and phase errors

(a) f=1 GHz

(b) f=7 GHz

(c) f=12 GHz 图9 考虑幅度相位误差后不同频点处的差方向图 Fig.9 The difference pattern of different frequency points considering amplitude and phase errors

式中:n表示振子的序号,n=1, 2, 3,…,N-1;Sn为第n根与第n+1根振子间的距离;ln为第n根振子的长度[5],其中l1为最长振子;α为对数周期天线的张角．

单极折合振子对数周期天线的馈电位置在高频振子端,馈线直接引到低频振子端,通过阻抗变换实现匹配．馈电线与天线一体化设计,采用悬置带线作为馈线,并采用渐变线实现阻抗变换,馈电线和天线在一个印制板上,馈电线在金属地板下方[1],馈电线可从金属反射板下方引出．通过仿真可以看出,方向图最大辐射方向有所偏移,通过拼阵参数优化,可以保证最大辐射方向在轴向．图2为馈电模型．

理想圆极化波的电场方向与波的传播方向垂直,且在一个波长内以传播方向为轴旋转一周．旋转对称排列的圆形阵列天线的馈电原理简单来说就是通过馈电相位的滞后来模拟电场旋转,从而形成左/右旋圆极化波束．最简单的例子就是两个正交放置的线极化天线,馈电端口有90°的相位差,就能产生圆极化波束．图4为不同单元数的馈电示意图.按照图中标注的相位值馈电,可以产生圆极化和波束,馈电相位值变为原相位值两倍,则可以产生圆极化差波束;若馈电相位顺序相反,则能形成另一种与之正交的圆极化波束．组成圆极化阵列的单元数一般为偶数,可以是四个、六个、八个或者更多[7]．

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5 结 论

本文创新性地采用8路折合振子单极对数周期天线为单元组成圆形阵列,利用这种形式天线的宽频带特性设计了1～12 GHz宽频带自跟踪馈源．通过仿真结果可以看出这种天线不仅具有宽频带特性,而且具有很好的和差方向图,能够实现较好的单脉冲自跟踪,并将馈电网络幅度相位影响考虑进去进行了分析,结果表明在一定范围内仍具有良好的特性,在宽频带侦察系统中得到很好应用．这种天线在通信、雷达及多功能一体化系统中有着广阔的应用前景．

参考文献

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