1 引言

相控阵雷达是一种相位控制电扫描阵列雷达，具有波束快速扫描、波束形状捷变、发射功率空域合成、接收多波束合成等特点，能够完成目标探测、目标跟踪、战场侦察、场面监视等战术任务，并且具备很强的抗干扰能力［1～2］。相控阵雷达拥有大量的射频收发通道，每路收发通道都拥有放大器、滤波器、混频器等模拟器件，而这些模拟器件固有的幅相误差，使得相控阵雷达各收发通道间的幅相一致性误差不可避免，从而造成相控阵天线收发波束的指向发生变化、收发波束展宽、副瓣增高、天线增益下降等一系列问题，进而导致相控阵雷达性能下降，甚至不能工作［3］。因而，相控阵雷达收发通道幅相一致性误差校准是每部相控阵雷达都不可回避的问题。

2.4 两组患者治疗前后凝血功能指标 治疗前，两组PLT比较，差异无统计学意义(P>0.05)，治疗后，治疗组PLT显著下降(P<0.05)，对照组PLT无明显降低，两组间比较差异无统计学意义(P>0.05)；两组治疗前后PT、APTT比较，差异无统计学意义(均P>0.05)。见表4。

针对相控阵雷达收发通道幅相一致性误差，可以进行射频校准，但随着软件无线电、数字信号处理器DSP和现场可编程逻辑阵列FPGA器件的发展，相控阵雷达普遍采用中频校准。中频校准可以采用自适应均衡器进行［4］，但该方法中均衡器系数求解需要进行大量的矩阵求逆运算，限制了校正速度，并且对处理器也提出了很高的速度和资源需求。本文首先分析了相控阵雷达收发通道幅相误差的来源、紧接着详细介绍了一种利用中频数字正交接收机进行收发通道幅相一致性误差校准的方法，最后利用该方法对某相控阵雷达发射通道进行了幅相一致性误差校准。本方法充分利用了雷达自身硬件设备，仅增加了监测馈电网络、参考接收机、发射通道监测接收机等少量硬件设备，而大量的中频数字正交接收机可以和雷达中频数字接收机共用。该硬件构架减少了额外硬件设备支出，提高了设备本身的可靠性，降低了硬件成本。同时，本文提出的校准方法，所有接收通道幅相一致性误差校准可以在一个雷达重频周期完成，每个雷达重频周期可以进行一个发射通道误差校准，校准效率大大提高，有利于减少相控阵雷达阵面调试时间，节省时间成本，同时校准精度高，具有较高的工程应用价值。

2 收发通道幅相一致性误差原因分析

在理想情况下，相控阵雷达可以实现十分接近理论值的波束指向和波束形状，然而在工程实际应用过程中，由于收发通道模拟器件的固有特性、数字式移相器和衰减器的量化误差、制造安装公差等一系列因素，相控阵雷达收发通道幅相一致性变差，进而引起波束指向和波束形状改变，影响天线性能。总结下来，相控阵雷达收发通道幅相一致性误差分为以下五个方面［5～6］。

秦始皇统一全国后，越族从居住地大量流散，汉族陆续迁入，越族的语言逐渐消失，汉人虽然对原越语地名作各种解释，但多半是牵强附会，越语地名真正的含义亦未得知，正如清李慈铭在《越缦堂日记》中指出：“盖余姚如余暨、余杭之比，皆越之方言，犹称於越、句吴也。姚、暨、虞、剡，亦不过以方言名县，其义无得而详。”这些“已经消失的语言”，在《越绝书》中仅留下个别解释其意义，如卷三：“越人谓船为须虑”。卷八：“朱余者，越盐官也。越人谓盐曰‘余’。”

1）数字式移相器和衰减器的误差。数字式移相器具有结构简单、重量轻、移相速度快、损耗小、能提供稳定移相值等优点，在现代相控阵雷达中取得了广泛应用。但对于K位数字式移相器的每一位而言，只有移位和不移位两种状态，数字式移相器能够提供的最小相移为θMin=2π/2k，即存在相位量化效应；同时对于一个实际的数字式移相器而言，其移向特性也并非是理想的，并不严格是最小相移θMin的整数倍，即实际移相值和理论移相值之间存在误差。有限位数字式衰减器也同样存在衰减量化效应，实际衰减值和理论值之间的差异。同时，在实际使用过程中发现，某些数字式移相器和衰减器并非相互独立，即衰减器控制字不变而仅改变移相器控制字时，收发通道的幅度也会发生改变，反之移相器控制字不变而仅改变衰减器控制字时，收发通道的相位也会发生改变。

除气调运输外，新鲜果蔬因自身呼吸、容器材料性质以及运输工具的不同，容器内气体成分也会有相应的改变。使用普通纸箱时，因气体分子可从箱面上自由扩散，箱内气体成分变化不大，CO2的浓度都不超过0.1%。

式（3）、（4）中，fs为采样频率，M 为任一正整数，B为信号带宽。

3）阵元失效的误差。阵元失效是指由于T/R组件中放大器、环形器、开关等器件损坏而造成的阵元增益急剧下降。

发射通道和接收通道中频数字正交接收原理［13］，幅相参数提取方法一样，下面针对接收通道进行论述。图4为中频数字正交接收机信号处理流程。

发射通道信号流程：频合器按一定重频周期发射脉宽固定初始相位相同的发射通道测试信号，经发射馈电网络等分成N路，每一路送至T/R组件，T/R组件内部的收发开关每个重频周期将某一T/R组件置于发射状态，该线阵的定向耦合器完成发射信号耦合，并经监测馈电网络、发射通道射频监测接收模块输出发射通道监测中频接收信号，发射通道中频数字正交接收机对其进行AD采样、数字下变频、幅相参数提取。频合器输出的发射通道测试信号同时经耦合器送到参考射频接收模块输出参考中频接收信号，参考通道中频数字正交接收机对参考中频接收信号进行进行AD采样、数字下变频、幅相参数提取。从而完成一个发射通道的幅相校准。依次更改发射组件状态，即可完成所有发射通道的幅相监测。发射通道信号处理流程如图3所示。

5）随机误差。由于相控阵阵面收发通道数量众多，不同通道之间不可避免地存在射频接头制造公差、射频电缆安装松紧度误差、各种有源器件使用过程中出现的组件老化、热变形等因素造成的误差等，这些误差最终都将影响收发通道的幅相一致性，从而使天线指标偏离设计值。

3 收发通道幅相误差校准方法［7～11］

为观察组的患者提供血糖调控护理，在上文涉及到对照组的基础上，增加对患者血糖情况的监控和调整，在此过程中要采用小型的采血工具，在不影响患者身体和病情的情况下，为患者进行采血，测出患者血糖，并记录数据，若患者血糖出现问题要进行调控，使其恢复到安全阈值范围内，相隔一段时间后再次采血测血糖，注意这个时间要足够患者恢复。

接收通道信号流程：频合器按一定重频周期发射脉宽固定初始相位相同的接收通道测试信号，经环行器输入监测馈电网络，监测馈电网络将其等功分成N路，每一路经线阵耦合器耦合至T/R组件。所有T/R组件全部置于接收状态，耦合信号经T/R组件放大后，经射频接收模块输出中频信号，中频数字接收机对每路中频接收信号进行AD采样、数字下变频、幅相参数提取；频合器输出的接收通道测试信号同时经耦合器送到参考射频接收模块输出参考中频接收信号，参考通道中频数字正交接收机对参考中频接收信号进行进行AD采样、数字下变频、幅相参数提取［12］。接收通道信号处理流程如图2所示。

4）温度变化造成的幅相误差。

  

图1 通道校准硬件设备框图

  

图2 接收通道信号流程

工作时用行车将整个压紧装置吊于工位上，通过上部连接套将装置与压装设备中的拉杆固定好，通过控制六个液压缸及浮动压头的联动作业来压紧定子铁心。当光学测量找正装置发现18根刻线杆某一根高度不同，定子铁心某一个方位叠压系数不够时，松开此方位的液压缸进行叠片补偿。

  

图4 中频数字正交接收机信号处理流程

  

图3 发射通道信号处理流程

接收通道的幅相一致性误差最终表现为各路中频接收信号幅度和相位的不一致性，假设第n路中频接收信号为xn，则

收发通道幅相一致性误差校准硬件网络如图1所示。由图1可知，收发通道校准网络在原雷达设备的基础上，仅需要增加线阵耦合器、监测馈电网络、参考接收机、发射通道监测接收机，同时，各路线阵耦合器，监测馈电网络不同通道间的幅相一致性误差可以提前通过矢量网络分析仪测试得出。

 

式（1）中 f0为接收信号中频频率，φn为第n路接收信号的相位，式中n∈[1,N]。

根据带通采样定理，对第n路接收信号xn进行xn带通采样，则

 

式（2）中，fs为采样频率，且 fs满足

 

2）馈电网络的幅相误差。对于采用子阵模式的相控阵雷达，馈电网络通过一级功分器将发射信号配送到子阵输入端口，在子阵内部再通过二级功分器分配到每个收发通道。馈电网络幅相误差包括一级功分器的幅相误差（相关幅相误差）和二级功分器的幅相误差（单元幅相误差）。一般来言，相关幅相误差会导致收发波束形状不对称、在某些特定角度出现大副瓣，单元幅相误差会影响天线的副瓣电平、波束指向、增益等。

本组数据均采用SPSS19.0软件进行组间数据比较,计数资料以(n,%)进行描述且行卡方检验,计量资料以(±s)描述且行t检验,若组间数据P<0.05则具备统计学意义。

将数控振荡器NCO的频率设在 f0，对xn(n)进行正交接收，则

 

In_tmp(n)，Qn_tmp(n)分别经过FIR低通滤波后，可得

 

假设第n路中频接收信号 xn(n)的幅度为Ampn(n)，相位为 Phan(n)，则

 

以参考通道中频接收信号为标准信号，第n路接收通道的幅度、相位与之相减，并取相反数，即可得到第n路接收通道的补偿幅度Amp_Compn(n)和补偿幅度相位Pha_Compn(n)。

在同一定时脉冲和采样时钟的驱动下，对N路中频接收信号进行正交接收，则可得到N路接收通道的幅度 Ampn(n)，相位 Phan(n)，n∈[1,N]；同理可以得到参考通道中频接收信号幅度AmpRef(n)，相位PhaRef(n)。

式（9）中幅度单位为dB、式（10）中相位单位为°。

 

假设第n路接收通道需要补偿的实部为I_Compn(n)，虚部为 Q_Compn(n)，则

中国现代医院存在的社会性医患关系紧张有着历史文化原因，亦有西医全球化带来的弊端，但主要原因是现代医疗体系存在的技术-人性分裂引起的问题。

 

假设每个接收通道的幅相一致性误差在特定工作状态下为特定值，则可以用任一采样点的补偿值来代替整个通道的补偿值，即

 

由此，可以得到特定工作状态下所有接收通道的幅相补偿值，同理可以得到所有发射通道的幅相补偿值。依次切换不同频点、移相值、衰减值即可得到全工作状态下收发通道的补偿值，至此完成所有收发通道在所有状态下的幅相一致性误差校准表。

细胞内蛋白的降解主要是通过泛素化过程进行。因此，CRM1的降解过程可能与细胞内CRM1蛋白的泛素化增强有关。因此，本研究进一步通过激光共聚焦技术检测CRM1的货物蛋白RanBP1[19]的细胞核输出情况。结果显示，随着LFS-01药物浓度的增加，RanBP1在细胞核内的聚集量逐渐增加（图2显示细胞核内的绿色荧光逐渐增强），说明CRM1的细胞核输出功能受到抑制。并且，20 μmol/L LFS-01抑制CRM1的细胞核转运能力与50 nmol/L阳性对照药物LMB[20]相当，约80%的RanBP1蛋白被滞留在细胞核内（P值均＜0.01）。

4 收发通道幅相误差校准效果分析

使用本文第2节方法，对某舰载一维相控阵雷达发射通道幅相一致性误差进行了校准。该相控阵雷达方位面机械扫描，俯仰面电扫描，天线阵列规模为32行64列，每行线阵对应一个TR组件，每行线阵天线上有64个天线单元分布在方位面上。发射时，在方位面形成窄波束，在俯仰面上形成宽波束，同时通过对各行激励信号的数字移向和数字衰减实现俯仰面上的电扫描；接收时，接收波束在方位面上保持低副瓣特性，在俯仰上通过后续数字波束合成实现低副瓣多波束。该雷达系统中频频率为150MHz，雷达中频信号带宽为40MHz，按照第2节式（3）、式（4）、带通采样中频采样频率设为120MHz。本文采用AD+FPGA构架完成带通采样和中频数字正交接收机，AD转换芯片选用TI公司的 AD9653，FPGA 选 用 Xilinx公 司 的XC6VLX315T。AD9653是一款4通道、16位，最高125MSPS模数转换器，可以同时完成4路中频接收信号采样，采用8片并联，即可完成32路中频信号采样；XC6VLX315T拥有大量的乘法器资源，可以同时实现32路数字中频正交接收机，完成幅相信息提取。

表1为射频9.8G，移相0，衰减0的情况下参考通道的幅相信息，表2为各个通道的幅相信息及按照本文方法计算出的补偿幅度和补偿相位。

2.3.4 PCO2 纳入18篇文献，各研究间无异质性（P=0.42，I2=3%），采用固定效应模型进行Meta‐分析，见图4。结果显示，治疗前后试验组PCO2减少值显著大于对照组，差异有统计学意义［MD=-6.99，95%CI（-7.68～-6.29），P＜0.000 1］。

 

表1 射频9.8G，移相0，衰减0的情况下参考通道的幅相信息

  

实部I-10253虚部Q-6605幅度81.7246相位32.8063

 

表2 射频9.8G，移相0，衰减0的情况下32个发射通道的幅相信息及补偿值

  

频率=9.8GHz移相=0衰减=0接收通道1234567891 0 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32实部I 6863 1973 3126 5143 4058 84 4516 7863 9878 8016 7902 9800 2327 7558 4026 4111 8625 3171 5726 7302 7292 955 6592 2096 7254 3676 2785 4564 2771 716 2435 1040虚部Q 6472 8261 6445 6447 8006 1798 6110 8232 2419 3833 6244 4950 272 5529 7710 6383-815-6994-2818-1700-3432-1276-1841-8410 2035 5283 6918 6744 6193 6414-6998-8065幅度79.4933 78.5816 77.1020 78.3260 79.0614 65.1053 77.6137 81.1258 80.1463 78.9734 80.0616 80.8114 67.3949 79.4297 78.7882 77.6075 78.7538 77.7064 76.0990 77.4981 78.1259 64.0487 76.7065 78.7576 77.5406 76.1724 77.4519 78.2159 76.6306 76.1964 77.3958 78.2037相位43.3425 76.6063 64.1579 51.4455 63.1529 87.3695 53.5584 46.3368 13.7672 25.5686 38.3345 26.8120 6.6704 36.2054 62.4590 57.2453-5.4007-65.6443-26.2170-13.1124-25.2169-53.2146-15.6118-76.0440 15.6786 55.1971 68.1061 55.9402 65.9277 83.6728-70.8502-82.6941补偿幅度2.2313 3.1430 4.6226 3.3986 2.6632 16.6193 4.1109 0.5988 1.5783 2.7512 1.6630 0.9132 14.3297 2.2949 2.9364 4.1171 2.9708 4.0182 5.6256 4.2265 3.5987 17.6759 5.0181 2.9670 4.1840 5.5522 4.2727 3.5087 5.0940 5.5282 4.3288 3.5209补偿相位-10.5362-43.8000-31.3516-18.6392-30.3466-54.5632-20.7521-13.5305 19.0391 7.2377-5.5282 5.9943 26.1359-3.3991-29.6527-24.4390 38.2070 98.4506 59.0233 45.9187 58.0232 86.0209 48.4181 108.8503 17.1277-22.3908-35.2998-23.1339-33.1214-50.8665 103.6565 115.5004补偿实部I 41652 33975 47655 45920 38431 128823 49192 34133 37150 44621 39498 36202 153159 42602 39937 47927 36258-7603 32259 37099 26283 17591 38773-14856 50696 57418 43747 45135 49343 39104-12687-21113补偿虚部Q-7743-32555-29015-15480-22485-180840-18629-8210 12813 5664-3821 3799 75107-2529-22722-21768 28520 51484 53674 38277 42051 250135 43661 43652 15614-23642-30954-19273-32172-48016 52424 44381

  

图5 发射通道幅相一致性误差校准前方位面的天线方向图

利用微波暗室近场测试系统，在发射通道幅相一致性误差校准前后，分别测试了0°俯仰角的天线发射方向图。图5、图6为发射通道幅相一致性误差校准前方位面、俯仰面的天线方向图，图7、图8为校准后方位面、俯仰面天线方向图。在图5、图6、图7、图8中，纵轴为相对于天线主瓣，其它角度的衰减值（单位：dB），横轴0°为法线方向，即0°俯仰角方向，向右向上为正，向左向下为负（单位：°）。

对比图5和图7，可以看出，方位面天线方向图在发射通道幅相一致性误差校准后，第一副瓣电平降低了20dB，天线副瓣电平达到了-28dB，可以满足方位面窄波束需求。图6表明，在发射通道幅相一致性误差校准前在-35°～35°俯仰角范围内俯仰面天线增益反复急剧抖动，达不到使用要求；图8表明校准后在-35°～35°俯仰角变化范围内俯仰面天线方向图保持了比较好的平坦性，最大衰减在1dB之内，能够满足俯仰面宽波束要求。由此可见，本文提出的校正方法切实可行。

  

图6 发射通道幅相一致性误差校准前俯仰面的天线方向图

  

图7 发射通道幅相一致性误差校准后方位面天线方向图

  

图8 发射通道幅相一致性误差校准后俯仰面天线方向图

5 结语

本文有效解决了相控阵雷达收发通道幅相不一致性的校准问题。相控阵雷达系统多路收发通道之间的幅相一致性误差无法避免的，只能在一定程度上通过后期幅相校准来修正。需要指出的是，这种后天的校准算法仅适用与幅相误差在一定范围内才是有效的，同时发射通道的幅度校正，会在一定程度上降低雷达发射功率，影响雷达威力；同时各路收发天线本身的幅相一致性误差、监测校正网络各通道之间幅相一致性误差、线阵耦合器的幅相一致性误差，需要提前测量，然后再加上本文计算出的收发通道的幅相一致性误差，才能得到完美的相控阵雷达阵面系统幅相一致性误差校正表。

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