0 引 言

由于模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)在高压大容量的功率变换场合的诸多优势[1]，基于MMC的直流电网已逐渐成为未来直流输电工程的发展趋势[2-6]。

目前已有MMC、多端直流输电(multi-terminal DC，MTDC)系统以及直流电网的启动控制策略的研究成果。根据MMC换流站所连交流侧系统的不同，可将其分为有源站和无源站[7]。有源站一般由其交流侧系统提供充电能量，而无源站则只能通过直流侧充电[8]。对于有源站，文献[7]提出了两阶段预充电控制策略；文献[9]进一步研究两阶段预充电控制中的不控启动阶段，得出了限流电阻与最大充电电流之间的关系；文献[10]建立了不可控阶段的动态数学模型，并提出了调整限流电阻的切除时间的方法以减小解锁瞬间的冲击电流。对于无源站，文献[7]提出了为抑制解锁时刻冲击，在解锁无源站期间有源侧交流限流电阻仍串入线路中的方法。对于MTDC系统，文献[11]给出了一种可降低启动过程中直流电压跌落的直流侧预充电的有序解锁方案；文献[12]基于MMC交流侧、直流侧和交直流侧混合3种预充电方式的研究，提出了MTDC系统启动时序配合方案。对于直流电网，文献[13]设计了四端环状电网的启动控制时序。

随着直流电网输送距离和容量的逐渐增加，将由DC/DC变换器实现不同等级输电线路的互连。对于大容量DC/DC变换器的研究，文献[14-18]研究了其建模及控制，但是对于对称双极直流电网中DC/DC变换器的启动控制方面未见详细研究。

上述研究仅是针对整体系统启动问题，然而在直流电网中，换流站和DC/DC变换器可能需要停运检修，在此期间剩余健全系统需继续稳定运行，在换流站检修完毕再次接入系统时，此时面临无源MMC站经DC/DC变换器在线重新平滑接入直流电网的问题，而该问题尚无文献涉及。

本病的治疗，包括基础治疗（排便习惯的训练、合理饮食、足量饮水、增加活动量、心理行为治疗），药物治疗（如泻剂、肠动力剂、微生态调节剂、中药），以及生物反馈治疗。药物治疗可分为两个步骤：首先解除粪块嵌塞，避免患儿再次进入粪便潴留和排便恐惧的恶性循环；然后立即启动维持治疗，使粪便松软、保证每次排便无痛苦，便于患儿做出自主排便的选择［4］。

目前，对于在线接入问题的研究较少，文献[19]提出了利用阀侧接地电阻的孤立MMC站在线接入MTDC系统的控制策略，但是该方法仅适用于阀侧大电阻接地系统，而且该MTDC系统仅一个直流电压等级，不含DC/DC变换器。

0～3 s，T1P由上层电网不控充电，如图9(c)、(d)所示，T1P子模块电容电压和直流电压提升。3 s时，采用定交流电压、频率控制将T1P和T1N解锁并投入直流电压匹配控制，图9(c)、(d)所示的子模块电容电压和直流电压均无振荡，随后稳步提升。因直流电网为对称双极结构，连接变压器绕组采用不接地方式，所以DC/DC变压器中间交流系统的A相电压在0～3 s时仅直流分量逐渐爬坡上升，3 s时，如图9(a)所示，交流分量因T1P解锁而在直流电压匹配控制的作用下开始建立，随后逐渐增加并保持稳定，如图9(b)展示了3个周期内稳定的交流电压波形。5 s

本文首先简述直流电网及DC/DC变换器的拓扑及基本控制策略。其次，考虑直流断路器通流能力等约束条件，以受端获得最大功率为目标，提出了在无源MMC站通过DC/DC变换器接入直流电网前、后的各有功功率参考值的设计方法。再次，分析了接入期间2种设备的等效电路，提出了直流电压匹配控制策略，可减小解锁时刻子模块电容充电带来的冲击电流。最后，以平滑接入为目标，给出了整体控制策略流程。在PSCAD/EMTDC仿真环境下搭建了含DC/DC变换器的五端对称双极直流电网模型，仿真结果表明各子模块电容电压和交、直流电压均能平稳提升且对原系统影响较小。

1 基本拓扑和控制策略

MMC三相换流器各相单元分别由上、下两桥臂及桥臂电感组成，上、下两桥臂中各包含N个子模块(sub-module，SM)。在对称双极直流电网中，基于半桥MMC的DC/DC变换器的正极端拓扑如图1所示。

记忆是一种很微妙的存在，有时是一个画面，有时是一种情绪，有时又是一种忘不掉的味道。即便多年过去，还是会在脑海中浮现。张雪松最忘不掉的就是母亲亲手为她烹制美食的味道。尤其是刚出锅的时候，香气扑鼻。年纪越大，竟然越来越忘不掉。

图1 基于半桥MMC的DC/DC变换器的正极拓扑 Fig.1 DC/DC converter topology at positive side based on half bridge-MMC

图2为含2个直流电压等级的直流电网拓扑示意图。该直流电网分为2层，上层为±500 kV四端环状结构，下层为±320 kV的一个单端柔直线路。图2中换流站C1—C5以及DC/DC变换器均为对称双极结构，图2中所示的单条线路均代表正、负极2条线路。其中C1—C4为有源站，C5为无源站。C5交流侧可为无源交流负荷或风电场，因为在研究启动问题时，风电场自身无法建立稳定的交流电，所以与其相连的MMC换流站也视为无源站处理。本文将以该直流电网拓扑为例，研究无源站C5与DC/DC变换器在线并入上层直流电网的控制策略。

贯彻落实开孔施工的时候，应规避冲击振动所引发的邻孔塌陷问题[2]。通常情况下，要在完成邻孔混凝土浇筑工作一天以后进行钻进作业。若孔口要采用人工填土的方式，应当在开钻之前，将适量黏土与粒径不超过15cm的片石填入到孔内，将顶部抛平，保证泥浆比重控制在1.6以内。当钻进的深度达到1m以后就要回填黏土。综合考虑具体的状况，选择使用低冲程冲砸的方式反复操作以上流程。当冲砸在钻头顶部护筒之下1m的情况下，即可选择高冲程钻进的方式，最终完成开孔作业。

目前MMC的控制策略中占主导地位的是直接电流控制，亦被称为“矢量控制”[20]。直流电网中不同的换流站根据需要采取不同的有功、无功类控制。具体地，直流电网中至少有一端有源换流站控制直流电压，作为松弛节点保证系统的功率平衡。如图2所示的直流电网规模较小，一般采用单点电压主从式，即有源换流站中一端采用定直流电压控制，其他换流站采用定有功功率控制。而无源站需采用定交流电压和频率的控制方式以稳定交流侧电压。

4.1.2 解锁阶段

图2 直流电网拓扑 Fig.2 Topology of DC grid

图1所示的DC/DC变换器的两端由中间交流环节连接而成，通常一端需为定交流电压和频率控制以稳定中间环节的交流电压，另一端可为定直流电压和无功功率控制或者定有功和无功功率控制。

2 在线接入前后的有功功率参考值设计

第3步：DC/DC变换器中间交流电压已稳定并且T2P和T2N中的子模块电容闭锁充电至电压为交流电压线峰值Ul后，采用定直流电压、无功功率控制将T2P和T2N解锁，将直流电压控制指令由Ul斜率上升至其额定值。

针对本文研究内容，需提前设计上层电网的各定有功功率控制站的有功功率参考值以及下层接入后的各有功功率参考值。在接入前，上层直流电网采用一组参考值实现直流潮流的最优分布，在接入后，采取新的一组参考值以适应无源系统的接入并再次实现整个上下层直流电网的直流潮流最优分布。因2次设计方法相同，故在此统一分析。

为得到一般性的结论，以具有n个节点的直流电网为例进行分析。节点1～k为送端节点，k+1～n为受端节点。

目标函数为受端功率最大，具体如下：

(1)

式中：Udci和Idci为第i个节点的直流电压和直流注入电流。

在DC/DC变换器和C5在线接入上层电网前，需对上层电网的各定功率站参考值Pacref进行设计。采用第2节所述方法，利用MATLAB计算所得的上层电网潮流结果如表2所示，在各约束条件下受端所获总直流功率大小为2 985.9MW。

等式约束条件为节点电压方程，具体如下：

(2)

(3)

Pdci=UdciIdci

(4)

式中：Pdci为第i节点的注入直流功率；yij为节点i、j间的线路导纳。此外，定直流电压端的直流电压为已知量，需给定。

二是风险意识不足，风险管理不当。长时间以来，我国公立高等院校的办学经费都是以国家财政拨款为主，学校考虑的只是招生就业、教育教学、科研及学术研究等工作，几乎不关注管理及财务风险。然而随着办学规模的扩大，资金来源渠道增多，涉及的业务也趋复杂，内外部风险增加，财务风险和管理风险并存。部分高校虽已建立起基本的风险评估体系，或形成风险清单，确定了风险的应对策略和方法，但由于教职员工普遍缺乏必要的风险意识，对风险管控的认识停留在过去的层面，使得在执行风险管理措施时常常力不从心。

第1个不等式约束条件为直流线路电流限制。受限于直流电网中直流断路器的功率器件水平，流过的电流不能过大，因此直流线路电流不能过大，以ABB直流断路器(DC circuit breaker，DCCB)为例，其长期过电流水平为1.1倍的额定电流，因此直流线路电流限制具体表示如下：

|Idcij|=|yij(Udci-Udcj)|≤1.1IDCCB

(5)

式中Idcij为节点i、j间的直流线路电流。

第2个不等式约束条件为换流器额定容量限制。以站内功率由交流侧流向直流侧为正方向，换流器交流输入功率与直流端口功率关系如下：

Pac=Pdc+PlossC

(6)

式中：PlossC为换流器的损耗。本文采用现有对MMC损耗的近似计算方法，即用二次模型进行拟合[21]，具体如下：

PlossC=aIC2+bIC+c

(7)

式中：a、b、c均为和器件特性、工作温度相关的系数，对选定的设备和设计温度，上述系数均为常数；IC为流入换流阀的电流，具体如下：

(8)

换流器交流侧功率应不超过换流器的额定容量PN，结合式(7)、(8)可得，对于第i个节点的此约束条件如下：

Pdci+PlossCi≤PNi

(9)

式中PNi为与第i节点直接相连的换流器额定容量。

第4步：T2P和T2N的直流电压实际值上升至额定值后，闭合DCCB67P、DCCB76P、DCCB67N、DCCB76N。

(10)

式中：PlossDCDC1、PlossDCDC2、PlossC5、Plossl分别为DC/DC变换器端口1、端口2、C5、DC/DC变换器和C5间直流线路的损耗。其中PlossDCDC1和PlossDCDC2的计算方法与换流站损耗计算相同，Plossl以最大值计算。

什么是好服务？这是一个看似简单实则没有标准答案的问题。尽管服务质量、卓越服务、优质服务、标准服务、个性服务等研究主题产生了大量的理论与实践成果，却并没有直接回应这一最根本的问题，即“什么是好服务？如何提供好服务？”服务质量理论为理解“高质量服务”提供了一个成熟的理论框架，但“高质量服务”就是“好服务”吗？服务质量越高就越好吗？顾客视角的“好服务”就是服务企业乐于提供的“好服务”吗？对这一系列问题的回应便是精益服务（f i ne service）研究的立意所在。

以直流电网中Udci和Idci为变量，利用上述约束条件即可求得使得受端功率最大的Udci和Idci的值，进而可通过式(5)—(8)得到各定有功功率端的Pac参考值以及C5所连无源系统送出或得到的功率值。

3 在线接入期间的DC/DC变换器和无源MMC站的等效电路

DC/DC变换器和C5在线接入上层直流电网的初始时刻为：上层电网采用以第2节方法设计的各有功功率参考值，以最优潮流分布稳定运行。本节将分析在线接入期间的DC/DC变换器和无源MMC站的等效电路。

3.1 DC/DC变换器的端口1

DC/DC变换器中变压器的使用不仅可以实现较大变比，而且使得两侧直流系统电气隔离，有效防止故障的蔓延。因为变压器只是作为两端的中间连接，所以对其三相绕组的接线方式无特殊要求。

因正、负极结构对称，以下均以正极为例进行分析，将端口1的正极端(the positive side of terminal 1)，简称为T1P。在T1P闭锁状态下，闭合正极直流侧开关，正常运行的直流电网通过直流线路为T1P充电，充电电流路径如图3(a)所示。记单桥臂子模块个数为N，正极电压为Udc1，则各子模块电容在闭锁充电阶段可充电至Udc1/(2N)。注意如果变压器的T1侧采用星型接地的连接方式，需在充电前将交流断路器(circuit breaker，CB)CB1P打开。因为若此时CB1P闭合，除图3(a)中所示充电电流的路径之外，还会存在如图3(b)所示的由正极经过上桥臂电容，经过变压器绕组入地的另一路径。如此，上桥臂电容可通过路径2在闭锁充电完成后达到额定值，而下桥臂仅能通过路径1充到额定值的一半，不利于解锁后的控制。DC/DC变换器的正极解锁后，稳态时各桥臂等效于交流电压源，等效电路如图4所示。

学生完成表格填写并思考：从众心理可能带来什么影响（积极、消极方面）？求异就是不好吗？你在消费时有没有跟别人攀比过？攀比消费好不好？

图5为T1P解锁前后子模块电容电压变化示意图，若在闭锁充电结束后采用稳态时的控制策略直接解锁，子模块电容将在解锁瞬间被迅速充电，因此在t1时刻会产生冲击电流和电压振荡。因此，需对解锁瞬间的控制加以修正，具体内容在第4节探讨。

图3 T1P闭锁充电电路图 Fig.3 Charging circuit of T1P during locking period

图4 T1P解锁后达到稳态后等效电路图 Fig.4 Equivalent circuit of T1P during steady state

图5 T1子模块电容电压变化 Fig.5 capacitance voltage change of Sub-module T1

3.2 DC/DC变换器端口2

在T1建立稳定的交流电压后，DC/DC变换器端口2(Terminal 2，T2)则相当于有源换流站，其可通过交流侧闭锁充电后，利用带斜率的定直流电压控制，将T2的各子模块电容电压和直流电压提升至额定值。此过程与有源站的启动过程相同，已有文献进行了深入研究，不再赘述。

在T2建立稳定直流电压后，无源MMC站C5的充电过程则相当于上述T1，不再赘述。

4 在线平滑接入控制策略

本节将对DC/DC变换器和C5的在线接入过程进行详细分析，需强调初始时刻为上层电网以最优潮流分布稳定运行，其各有功功率参考值需采用第2节方法提前设计。由第3节分析可知，需重点研究的是T1和C5的在线接入控制策略，二者充电过程相同，仅时序上有差别，因此本节将对T1的在线接入过程进行分析。由于正、负极对称，因此以T1P为例描述。

4.1 在线接入过程分析

4.1.1 闭锁阶段

图3所示的闭锁充电路径中，时间常数很小，会导致冲击电流很大，过大的冲击电流不仅会损坏设备，还会对原正常运行的直流电网产生较大影响。因此，本文采取投入直流侧启动电阻的方式限制DC/DC变换器闭锁接入时的冲击电流。

随着我国改革的进一步深化，航空设备在军用和民用领域的集成式开发、军民融合发展是必然的趋势。我国军用航空金属材料是航空设备的基础，可应用于民用航空、汽车等各个方面。由MIL-HDBK-5发展而来的美国MMPDS《金属材料性能研发和标准化》，是航空材料标准化领域的重大手册，其军民融合式的管理为我国航空材料标准的管理提供了新思路，即由军方联合装备设计制造商和材料供应商，依航空材料专业领域成立委员会，对该领域内因装备需求而研发的新材料及其标准进行联合管理推广，既做到对军用航空材料标准的切实管控，又促进了其民用发展。同时，该委员会也将促进优质民用材料标准的军民交流。[12]

在T1P闭锁充电结束后，需在解锁瞬间对原解锁控制进行修正，称为直流电压匹配控制。

为描述清晰，列出稳态控制策略中的投切子模块数量，其由式(11)、(12)、(13)生成。

(11)

(12)

(13)

式中：nupj和ndownj分别为上、下桥臂投入子模块个数；Udcref为正极直流电压参考值；UdcN为正极直流电压额定值；UCN为子模块额定电压；ejref为内电动势参考值；N为控制中输入的单桥臂子模块个数。

将式(13)代入式(11)、式(12)并相加，可知稳态控制下，每一时刻每相投入的子模块为控制输入的N。即直流电压的实际值Udcm=UCmN，其中UCm表示子模块电容电压实际值的平均值。而由图3(a)和图4可知，解锁瞬间UCm=UdcN/(2N)，若仍采用上述稳态控制，则此时T1建立的直流电压Udcm=UCmN=UdcN/2，与T1所连的直流电网的直流电压额定值UdcN相差1/2，因此，此刻会出现电压振荡和电流冲击。

为使T1建立的直流电压与直流电网相匹配，可对每一时刻每相投入的子模块个数做调整，调整后记为N(t)：

(14)

若在稳态控制中将输入的固定值N修改为式(14)所示的N(t)，理论上可使T1建立的直流电压在解锁后维持额定值。但是此方法需在实际中增加对子模块电容电压的测量和平均值计算环节。由于冲击电流和电压振荡出现在解锁瞬间，可给定解锁时刻的N(t)值，再将该值斜坡减小至N，该下降斜率不能太大，需考虑工程实际中允许的电容充电速度。如此，既可以省略测量计算环节，又可达到理想的效果。将该调整记为N′(t)，将UCm=UdcN/(2N)代入式(14)，可得N′(0)=2N。修正后的控制框图如图6所示。

图6 直流电压匹配控制框图 Fig.6 Diagram of DC voltage matching control

如图6所示的直流电压匹配控制框图中，在投切子模块生成环节，将每一时刻每相投入的子模块个数由固定值N调整为N′(t)，解锁瞬间T1建立的直流电压可与直流电网相匹配。

4.2 在线平滑接入控制策略流程

为便于描述，与DC/DC变换器和C5相连线路上的断路器和隔离开关命名如图7所示。其中，隔离开关(disconnector，DS)表示为DS，限流电阻(current limiting resistor)并联隔离开关简称为DSL，交流断路器(circuit breaker)表示为CB，直流断路器(DC circuit breaker)表示为DCCB，P表示正极(positive)，N表示负极(Negative)。

综合上述分析，可得控制流程简图如图8所示，对应的控制策略如下文所述。

初始状态：上层直流电网用第2节方法设计的各有功功率参考值，以最优潮流分布稳定运行；图7中全部开关处于打开状态，各站均处于闭锁状态(若T1侧变压器为不接地连接方式，则CB5P和CB5N处于闭合状态)。

图7 各断路器和隔离开关命名示意图 Fig.7 Diagram of circuit breakers and disconnectors naming

图8 控制流程图 Fig.8 Diagram of control process

第1步：闭合DSP和DSN。

第2步：T1P和T1N中的子模块电容电压达到额定值的1/2后，闭合DSL5P、DSL5N、CB5P、CB5N，采用定交流电压和频率控制将T1P和T1N解锁，同时投入直流电压匹配控制。

如图2所示的直流电网的拓扑、主电路参数及基本控制策略确定后，定有功功率控制站的有功功率参考值决定了直流电网的潮流分布。而直流电网潮流需满足一定条件，尤其是由于直流断路器中电力电子器件的功率水平有限，导致网络传输功率有限，受端功率可能达不到受端电网的需求。因此存在最佳的有功功率参考值，使得在该组参考值下的潮流分布满足包括直流断路器电流限制在内的各约束条件，且使得受端得到最大的功率。

对于如图2所示的与DC/DC变换器相连的直流母线B5节点，其直流传输功率Pdc5受限于DC/DC变换器和C5的额定容量，则式(9)应修正如下：

第5步：C5P和C5N中的子模块电容电压达到额定值的1/2后，闭合DSL7P、DSL7N，采用定交流电压、频率控制将C5P和C5N解锁，同时投入直流电压匹配控制。

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第6步：C5P和C5N的交流电压稳定后，闭合CB7P和CB7N，无源系统投入，同时直流电网中定有功功率控制站改变功率参考值以适应无源系统的投入，该组新的有功功率参考值需提前利用第2节所述方法计算得到。

5 仿真验证

5.1 直流电网系统参数

本文针对图2所示的直流电网进行计算与仿真，电路参数以及计算、仿真数据均以正极为例给出。各电压等级如图2所示；以下标表示图2中的直流母线标号，各线路电阻为：R12=0.66 Ω；R14=2.27 Ω；R23=2.19 Ω；R35=0.63 Ω；R45=0.63 Ω；R67=1 Ω；仅对于上层电网来说，R34=1.26 Ω；C1—C4额定容量均为1 700 MW，C5和DC/DC变换器额定容量为1 000 MW；各端出口平抗均为0.1 H；各MMC单桥臂子模块个数均为233个；直流断路器额定电流为3 kA；站内功率正方向为交流侧流向直流侧，C1和C2为送端，C3和C4为受端。在此假定C5为送端、无源系统可为风电场，因为本文不研究无源系统特性，所以在仿真中C5交流电压建立后，连接有源交流系统，并将其定频率控制转换为定有功功率控制，以模拟C5交流侧的功率输入。仿真中各站基本控制策略[20]见表1。

化妆陶土的雏形在我国最早的陶瓷器皿中已经出现了，即在粗坯上面加一层质地细腻均匀的陶土，使器皿表面更加光滑，再在上面上色，色彩的饱和度就更强，烧制出来的颜色更加艳丽，虽然传统陶瓷器皿的制作方式和用料与当下不同，但是陶土的用法是一致的，即发挥了化妆土的作用。当代陶瓷装饰艺术品中应用的化妆土分不同的质地和种类，但功用和产生的效果类似，都是以增加坯体的光泽度和饱满度、辅助上色和造型为主要目的的。这是化妆土在陶瓷装饰艺术中应用的普遍形式，也是陶瓷装饰艺术设计师和制作者们在不断尝试创新的关键点。

5.2 有功功率参考值设计方法的仿真验证

总结来说，哈里作为极具浪漫主义气质与理想的个体，与他所处的社会环境产生的强烈对抗，造成了双重背离：身上的“狼”性促使他选择离群索居，远离低俗市侩的市民社会；而市民社会中的主要群体也无法容纳作为“狼”的哈里的存在。正如柏拉图洞穴隐喻中所描绘的那样，社会大环境是无形的洞穴，市民社会中的大众则如同洞穴中被桎梏的囚徒。

表1 仿真中各站基本控制策略 Table 1 Basic control strategy of each station in simulation

表2 上层电网潮流计算结果 Table 2 Calculation results of upper DC grid

将设计所得的各Pacref作为实际参考值，并输入PSCAD仿真模型的控制器中，仿真结果如表3所示。对比表2和表3数据，节点1—3的Udc偏差分别为0.28%，0.34%，0.01%，Pdc偏差均在0.1%以下，误差来源主要在于换流器损耗计算误差。Udc和Pdc的基本相符可证明有功功率参考值设计方法中涉及的潮流计算的正确性。

表3 上层电网潮流仿真结果 Table 3 Power simulation results of upper DC grid

为进一步验证设计方法的合理性，给定不同的Pacref，仿真观测受端功率之和，如表4所示，其中第4组数据给定了较大的Pacref，但其线路电流I23超过3.3 kA，因此不满足约束条件。对比表3、表4所示受端功率，可知在本文有功功率参考值设计方法下可使得受端所得功率最大。

利用第2节所述方法，设计在DC/DC变换器和C5在线接入上层电网之后，上、下层电网的各定功率站参考值Pacref，其中Pacref5即为模拟C5所连风电场的功率输入参考值，计算结果如表5所示。对比表5与表2数据可得，在控制流程的第6步中，Pacref1和Pacref2基本不变，Pacref3由-1 438.7 MW斜率改变至-1 794.0 MW，可使受端获得最大功率。因为上层电网的潮流计算与仿真结果已验证了本文有功功率参考值设计方法的合理性，所以整体电网的仿真数据省略。

表4 其他Pacref下的潮流仿真结果 Table 4 Power simulation results with other Pacref

表5 整体电网潮流计算结果 Table 5 Power flow calculation result of whole power grid

5.3 在线接入过程仿真

5.3.1 在线平滑接入控制策略仿真验证

在PSCAD仿真平台上搭建图2所示五端对称双极直流电网模型，设置算例1，具体采用如表6所示控制时序进行在线接入控制的仿真。以下均以T1侧变压器不接地方式为例展示，即CB5P和CB5N处于闭合状态。其中t0时刻上层直流电网稳定运行，其采用的各Pacref为表2所示的计算值，t6时刻Pacref斜率改变至表5所示的计算值。

表6 控制时序 Table 6 Control sequence

下面首先展示DC/DC变换器和C5的接入过程中，各交流电压、直流电压和子模块电容电压的建立过程，如图9所示；然后展示DC/DC变换器和原上层电网直流接口处的直流电压、直流电流以及各站传输的功率、各线路直流电流，如图10所示。

图9 DC/DC变换器和C5接入过程 Fig.9 DC/DC converter and C5 access procedure

如果需要在线投运的是DC/DC变换器和有源站，可由本站交流系统为本站和DC/DC变换器提供充电功率，待所有子模块电压提升至额定值，DC/DC变换器建立稳定的直流电压后，由DC/DC变换器与直流电网直接相连。如果需要在线投运的是DC/DC变换器和无源站，则仅可通过直流侧由正常运行的直流电网为其提供充电功率，要保证其在线接入期间直流电网的稳定则更为困难。因此，本文将研究对称双极接地方式的直流电网中，无源MMC站通过DC/DC变换器在线接入的控制策略。

图10 整体直流电网主要物理量波形 Fig.10 Main physical waveform of whole DC grid

时，采用定直流电压、无功功率控制将T2P解锁，随后将直流电压控制指令由Ul斜率上升至其额定值，如图9(e)所示的直流电压随参考值斜率上升。6～9 s，C5P由直流侧不控充电，如图9(e)、(f)所示，C5子模块电容电压和直流电压提升。9 s时，采用定交流电压、频率控制将C5P解锁并投入直流电压匹配控制，如图9(f)所示的子模块电容电压无明显振荡，随后稳步提升；如图9(g)所示的交流电压在9 s时开始逐渐建立，图9(h)展示了3个周期内稳定的交流电压波形。11 s时，C5交流侧的传输功率由0开始提升，如图9(c)、图9(f)所示的子模块电容电压波动逐渐增加随后保持稳定。

因初始时刻，上层电网系统在稳定运行，所以图10中零时刻均有稳定的电压与电流。图10(a)展示了DC/DC变换器和原上层电网直流接口处的直流电压Udc，其中正极电压为Udcp，负极电压为Udcn。在整个接入过程中电压波动较小，可见接入过程对原正常运行的上层电网影响较小。图10(b)所示的DC/DC变换器和上层电网直流接口线路正极电流Idc在3 s和9 s处的短暂电流上升是由于T1P和C5P解锁后的可控充电，由于采用了直流电压匹配控制，该电流无大幅冲击和振荡；5 s处的电流振荡是由T2P定直流电压控制初始投入引起的，略有振荡后很快保持为0；11 s处由于C5侧功率的输入而产生小幅冲击，随后功率稳步提升。图10(c)展示了各站传输的交流侧功率P1—P5和图10(d)所示的各正极直流线路电流(其中I的下标表示图2所示节点)，上述功率和电流均仅在C5侧功率的输入时略有波动，随后稳步提升。综上，可见本文所采取的控制策略可使得各子模块电压、直流电压、交流电压稳步提升，且对原正常运行的上层电网影响较小。

5.3.2 直流电压匹配控制仿真验证

为进一步展示直流电压匹配控制的效果，设置算例2，其在T1和C5解锁时不投入直流电压匹配控制，即其与算例1的区别仅在于，在T1和C5解锁时直接投入稳态时的解锁控制。

图11(a)展示了修正稳态时解锁控制前后，即算例1和2中的DC/DC变换器和上层电网直流接口线路正极电流的对比，可见直流电压匹配控制使冲击电流大大减小。图11(b)展示了算例1和2中T1P子模块电容电压平均值的对比，可见直流电压匹配控制使子模块电容电压稳步提升，没有了之前的电压振荡。但是，若在C5解锁时直接投入稳态时的解锁控制，由于其直流侧仅与单端系统直接相连，因此导致解锁后系统不能稳定运行，子模块电压大幅降低，而直流电压匹配控制的投入能够保证系统稳定且使C5的子模块电容平稳充电至额定值。

“趁人之危？你没事吧？我用五十万赌你一个钱包，是我趁人之危？你这钱包加起来也不值一万吧？要不，你可以用我的借条做赌注，我奉陪到底。”

图11 算例1和2对比图 Fig.11 Comparison between case 1 and 2

6 结 论

(1)本文给出了在DC/DC变换器和无源MMC站在线接入直流电网前、后的有功功率参考值设计方法，以保证在接入前、后直流断路器不受损坏且受端均能获得最大功率。

(2)DC/DC变换器和无源MMC站在线接入过程中，如果定交流电压控制站解锁时采用常规控制策略，会引起子模块电容电压振荡和冲击电流，对原电网产生影响。

两首译诗只在几个关键词的选择和使用上不同，就构建出截然不同的两种语境，两种情景模型，这是由于译者对原诗的理解不同。从心理学的角度看，由于第一首译诗的译者与诗人对“辽西”的认知环境不同，直接导致两人对同一首诗的理解迥然不同。在诗人看来，“辽西”既是地名又会激活扩散到“战争”的意义，而第一首译诗的译者没有这种背景知识，无法进行激活扩散，所以无法翻译出原诗的情景模型。

(3)本文提出的控制策略可使得DC/DC变换器和无源MMC站在线重启接入系统时，各子模块电压、直流电压、交流电压稳步提升，且对原正常运行的直流输电系统影响较小。

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