0 前言

传统的不控整流动态响应快、直流输出纹波可以控制在很低的范围，但是不控整流造成的电力谐波污染却严重影响电网电能质量[1]。常见的PWM整流控制方法有峰值电流控制、滞环控制、平均电流控制、预测电流控制、单周控制、无差拍控制、滑模变结构控制、模糊控制等。峰值电流控制瞬态响应快、有自动均流并联功能，但电路拓扑受限制，占空比大于50%时不稳定[2]；滞环控制结构简单，具有很快的动态响应特性和鲁棒性，但是开关频率不固定，滤波器设计成为难题[3]；平均电流控制跟踪精度高，但在开关频率处的增益受限[4]；预测电流控制动态性能好，电流谐波小，但需要很高的采样和开关频率，且在低采样频率时产生电流误差[5]；无差拍控制跟踪无过冲、动态性能好，易于消除稳态误差，但瞬态响应超调量大，鲁棒性差[6]；单周控制能够抗电源干扰，控制电路简单容易实现，但需要快速的积分电路[7]；滑模变结构控制是一种非线性控制，滑对外部干扰和内部参数不敏感，鲁棒性强，但理想的滑模面在实际的系统中很难实现，而且其对采样频率有非常高的要求[8]。

传统的PWM整流控制各有优势，但它们都不能与电网互动。文献[9]根据同步电机的发电机工作状态提出虚拟同步发电机思想，应用于并网逆变器接口，使并网逆变器接口具有同步发电机的惯性和阻尼特性，能在分布式电源接入电网时为电网提供一定的频率和电压支撑，并在系统发生突发事故时，参与到系统的调节当中，极大提高了分布式电源与电网的友好性。借鉴同步电机的电动机工作状态，文献[10]提出将虚拟同步机控制策略运用于整流负荷侧，使负荷端的整流器等效为一个同步电动机，还能为电网提供一定的电压和频率支撑，极大提高分布式负荷的电网友好性，但其应用场合为大功率的快充电站与充电桩，整流器前端的电感滤波器将变得很大，增加了成本。文献[11]提出一种运用于电焊机的三相PWM虚拟同步电机整流技术，但其运用场合电压等级低，不适用于电动汽车充电桩。

为解决一般整流器前端滤波器不能滤除高次谐波且体积过大而导致成本过高等问题，本文加入串联无源阻尼的LCL滤波器进行优化，并根据文献[9]的控制方法进行改进，引入整流器直流侧输出电压参与有功调节，使直流侧输出稳定在650 V，并能够提供一定的频率支撑以减小电网的突发事故的影响范围。

1 三相整流电路

1.1 电路拓扑

传统不控整流有着高达70%的总谐波畸变量，相较于传统不控整流，本文所采用的三相电压型PWM整流电路网侧总谐波失真得到很大降低。该电路突出特点是直流侧电压输出端用电容来滤波和储存电能，并使直流侧输出表现为电压源特性，在整流器接入电网处用串联无源阻尼的LCL滤波器代替L，使得滤波器的体积得到降低，其拓扑如图1所示。LS代表线路阻抗，Lg为网侧滤波电感，Rg为网侧滤波电感等效电阻，Lr为整流器侧滤波电感，Rr为整流器侧滤波电感等效电阻，Ca为交流侧滤波电容，Rd为串联的阻尼电阻。

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1.2 网侧滤波器分析

如果LCL滤波器不加入无源阻尼，那么不难得到

  

图1 三相VSR整流拓扑

 

Fig.1 Three-phase VSR rectifier topology

式中：Mf代表励磁绕组和定子绕组间的互感幅值，if代表相应的励磁电流。假设励磁电流恒定，上述表达式简化为

额定电压的幅值Uref(空载运行电压)与端电压U的差值ΔU经过电压调节后叠加到无功功率参考值Qref与虚拟同步电动机瞬时无功Q上，送到PI调节器中，产生磁场信号Mfif。励磁环节的相关计算式为

 

三相整流器前端与电网相连接的电感L可以起到滤除系统高次谐波的作用，但是当单个电感运用于电动汽车充电系统时，所需的电感需要设计得很大才能符合要求，这样不仅影响了系统的响应速度，也使得装置的体积和成本相应增加。LCL滤波器可以由数量级更小的电感电容来达到单个电感所不能达到滤波效果，在有效抑制进网电流高次谐波的同时，也使系统有更好的响应速度。相较于单个电感滤波器，LCL滤波器明显的优势体现在造价低、高性能以及更适用于大功率应用场合。

 

谐振频率计算式为

 

由图2可知，当LCL滤波器没有在滤波电容上串联阻尼电阻Rd时，滤波器存在谐振尖峰，当系统串联上滤波电阻Rd=0.5 Ω，可以看到谐振点的尖峰被串联的阻尼电阻有效抑制，并且随着阻尼电阻的继续增大，谐振点的尖峰也随之减小。

  

图2 Rd变化时LCL滤波器的伯德图

 

Fig.2 Bode diagram of LCL filter when Rd is changing

2 虚拟同步电动机控制

有功调节部分通过引入直流侧输出电压Udc跟踪直流电压基准值Udcref，并计算出相应有功P，根据同步电动机额定机械转矩T0与电网电气角速度ω成反比，机械转矩偏差指令ΔT和额定机械转矩T0产生机械转矩指令Tm(电动机工作状态下为制动转矩)。其中：

虚拟同步电动机转子产生的感应电动势为

 

  

图3 三相PWM整流控制策略

 

Fig.3 Three-phase PWM rectifier control strategy

其中，K1，2为相互同意度，M为评判者之间一致同意的类目数，N1、N2分别为第一、第二评判者分析的类目数。

试验结果(表2)表明，各组合对粗糠树地径大小的影响差异很大，其中播种时间对粗糠树地径的影响显著(FB=20.95>F0.05(2，2)=19.0)，播种方式、采后处理对粗糠树地径大小的影响差异不显著(FC=13.89、FA=5.02，均小于F0.05(2，2)=19.0)。各因素对粗糠树地径影响的顺序依次为播种时间>播种方式>采后处理。剥除果皮的种子，10月15日在露地低床播种(处理7)的地径最大，为11.17 mm。结合多重比较(表3)，从粗糠树地径方面考虑，粗糠树播种育苗可采用混沙沤制的种实，10月15日播种在露地低床。

 

ΔQ=kq(Uref-Um)

三相PWM整流控制策略如图3所示。假定虚拟同步电动机极对数为1，不考虑相应的磁饱和效应和涡流效应，则虚拟同步电动机转矩方程为

ΔT=kf(f-f0)

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滤波器由单电感L变为LCL型滤波器，相应的一阶系统变为三阶系统，参数整定变得更为困难的同时也会产生相应的谐振尖峰。本文采用的滤波系统中串入无源阻尼消除谐振尖峰，以此优化系统。参数整定过程中，假定三相平衡且电网端为理想电压源，忽略电感等效电阻，得到LCL滤波器传递函数如下：

 

控制框图中的电磁转矩方程由磁场信号与电流和功角正弦内积得到：

 

虚拟同步电动机产生的电压信号在经过一个虚拟阻抗过后产生电流信号，这里的虚拟阻抗可以看作是同步电机内部阻抗。通过PI调节让这个电流信号跟踪标准三相正弦电流信号iabc，达到提高功率因数的目的。基于虚拟同步电动机原理的控制策略能使输出电压稳定在Urefdc，并且调节内部频率f使之跟踪电网频率f0，在电网频率发生跳变的时候，能够自动调节并恢复到f0。

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3 仿真验证

为验证本文基于虚拟同步电动机控制策略的有效性和优越性，在Matlab/Simulink环境下进行了仿真验证。仿真所选择参数如表1所示。

 

表1 仿真参数

 

Table 1 Simulation parameters

  

三相相电压幅值/V直流侧电容C/μF电网频率f/Hz网侧滤波电感Lg/mH滤波电容Ca/mF整流侧滤波电感Lr/mH直流负载R/Ω38029415026350

根据表1的数据搭建Simulink仿真模型，得到相关的波形如图4～6所示。由图4可以看出，在加入标准三相正弦电流基准值iabc后，系统功率因数得到明显提高。从图5采集B相电压进行THD的对比分析可知，在使用单个L滤波器时，其THD相较加入无源阻尼的LCL滤波器更大，用LCL滤波器替换掉单个电感滤波器后THD由1.45%下降至0.84%，有效抑制了高次谐波。对于整流器的直流输出电压和输出电流，直流电压能够稳定在650 V，且纹波系数是0.15%。图6所示为虚拟同步电动机内部电气频率，图6(a)所示的波形表示正常工作情况下，虚拟同步电动机的频率稳定在与电网频率相等的50 Hz；为模拟电网突发事故，在0.18 s将电网频率跳变至50.3 Hz，可以看到系统在0.06 s的时间内调节至50 Hz，这表明系统在电网突发事故的时候，基于虚拟同步电动机原理的控制策略能够降低事故影响范围，并为电网提供一定的频率支撑，这使分布式负荷也能够参与到电力系统的事故调频当中。

  

图4 网侧电压电流波形

 

Fig.4 Voltage and current waveform

  

图5 网侧总谐波失真

 

Fig.5 Total harmonic distortion at network side

4 结 论

本文研究了一种基于虚拟同步电动机原理的整流技术，并用理论分析和仿真验证了该技术的可行性以及优越性。在整流器输入侧加入串联无源阻尼的LCL滤波器后，滤波性能得到明显提升，表现在高次谐波的降低以及总THD的降低上，三相整流输入端总谐波畸变量降低到0.84%。基于虚拟同步电动机原理的控制策略运用于充电桩三相可控整流后，系统拥有了像同步电机一样的优点。作为电动汽车与电网的接口，基于虚拟同步电动机原理的整流器表现出对电网的友好性与高互动性，在电网侧发生突发事故时，系统的自动调节机制能够有效降低事故的影响范围，并反馈给电网一定的频率支撑。

  

图6 虚拟同步电动机频率

 

Fig.6 Virtual synchronous motor frequency

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